反激式變換器作為電源產品中幾乎不可或缺的一種拓撲結構，從事電力電子產品開發的工程師對此都相當熟悉，尤其是單管反激式變換器，更是許多工程師從新手開始學習的起點，畢竟萬丈高樓平地起。在經典的單管反激式變換器基礎上，又衍生出各式各樣的變化，開關方式從硬切換演變為準諧振（QR）、有源箝位（ACF）、零電壓開通（ZVS）等，以及拓撲結構的演進，從單管反激發展到雙管反激。簡單來說，這些演變都是基於經典硬切換單管反激拓撲的優化，目的是為了降低開關損耗、優化EMC、解決關斷過壓風險等問題。
今天要討論的主題就是雙管反激式變換器。在1500V的光伏與儲能系統中，雙管反激式變換器搭配1700V的SiC MOSFET一直是經典的黃金組合。今天我們要分享的是，使用1700V SiC MOSFET IMBF170R450M1作為開關元件所發生的故事，如圖1所示。
圖1. 採用IMBF170R450M1的雙管反激式變換器
雙管反激式變換器的工作原理是兩個開關管共用一個PWM訊號，同時導通、同時關閉，不會像單管反激式變換器那樣產生副邊反射電壓。單顆開關管上承受的最高電壓就是整個母線電壓。不過，在雙管反激式變換器的調試過程中發現，兩個開關管Q1和Q2的關斷電壓Vds幾乎相差一倍，相關波形如圖2所示，Vds1和Vds2分別代表兩個開關管的DS電壓。
圖2. 兩個開關管的Vds電壓不均衡波形
經典的拓撲在新產品開發階段總是能帶給硬體工程師各種意想不到的驚喜，但在問題還沒解決之前，只有驚，沒有喜……。那該怎麼辦呢？只能先壓抑一下，苦盡甘來，先平復激動的心情，用阿Q精神法自我安慰，然後繼續努力拚了。
雙管反激的拓撲原理沒錯，那只能是應用中某個細節沒注意到。檢查原理圖，核對PCB，突然發現，兩顆TO263封裝的SiC MOSFET IMBF170R450M1在PCB佈局上有點不一樣，見圖3。PCB板上，Q1的漏極D在top層打孔後，在緊密相鄰的信號層鋪銅後幾乎穿過整個TO263封裝底部，然後與其源極S的鋪銅有一部分重疊區域，見圖3中的藍色方框，而Q2則不存在源極S和漏極D的鋪銅重疊。
圖3. 兩個開關管PCB不同的佈局
在發現了PCB上的差異之後，開始思考這種D-S交疊與兩個開關管關斷電壓不均衡之間的因果關係。D-S這兩塊鋪銅之間存在高頻的dv/dt，首先想到的就是寄生電容的影響，或許就是這個多出來的寄生電容導致了關斷電壓的不均衡。雖然這只是猜測，但還是搭建了Simetrix仿真模型來驗證這個推論是否合理，如圖4、圖5所示。
在Simetrix仿真電路中，上管的D-S並聯了一個2nF的電容，而下管的D-S只並聯了一個2pF的電容，用來模擬開關管因為PCB佈局所產生的寄生結電容。雖然電容值的差異有點誇張，但這並不影響結論。從圖5的波形可以發現，和圖2有類似的情況：在DC母線電壓為160V時，下管的關斷電壓峰值是160V，但上管的關斷電壓峰值還不到90V，完美地重現了現象。
圖4. 雙管反激式變換器Simetrix模擬模型
圖5. 雙管反激式轉換器Simetrix模擬波形
既然已經確定是PCB佈局產生的寄生結電容導致這個關斷電壓不均衡，那就以Simetrix模擬波形來詳細分析更深層的原因，分析過程如圖6所示。在雙管反激式變換器中，理論上兩個開關管應該同時導通、同時關斷，但當PWM控制器發出關斷訊號後，由於下管的寄生結電容非常小，關斷速度非常快，在下管完全關斷後，上管仍然處於導通狀態，因此全部的母線電壓都加在先關斷的下管上，而上管則較晚關斷，所以其關斷電壓遠低於全母線電壓。
圖6. PCB寄生結電容對電壓不均衡影響的原理分析
接下來繼續探討寄生電容產生的原因，回到電容的本質，任意兩個相鄰的極板之間都會產生電容，而且距離越近、面積越大，產生的電容值就越大，計算公式如（1）所示。
圖7. 相鄰兩塊極板的電容效應
在將寄生電容計算清楚之後，接著深入探討PCB板產生寄生電容的原因。以圖8的六層板為例，GTL、L2、L3、L4、L5、GBL這些都是可以用來走線或鋪銅的信號層；PP則是介電層，主要用於相鄰兩個信號層之間的電氣絕緣，厚度通常約為100微米。中間的兩層藍色部分，就是大家熟悉的環氧樹脂材質FR4芯板。
圖8. 典型六層PCB板的壓合結構
回到圖3中兩個開關管的D-S不同鋪銅方式，開關管Q1的D-S分別位於GTL層和L2層，兩層鋪銅之間只隔著一層厚度約100微米的PP介電層，D-S重疊的面積還不小，所以，這個寄生的D-S結電容不大才怪。
在另一個開關管並聯一個100pF電容之後，上電測量，結果OK，兩個開關管的電壓都一樣高了，不再出現一個高一個低的情況。終於撥雲見日，心情非常好！
最後，修改PCB板時，將開關管的D-S鋪銅區域避開，避免重疊，問題就能完美解決。
